低壓大電流開關(guān)電源的設計

1 引言
　　　
　　為了以低的功耗獲得的速度和佳的能，要求電源電壓越來越低，瞬態(tài)能指標越來越，因此對開關(guān)電源提出了越來越的要求。用原有的電路拓撲及整流方式已不能現(xiàn)在的要求，為了適應IC芯片發(fā)展的需要，人們開始研究新的電路拓撲。因為輸出電壓很低，所以，同步整流自然成為這種低壓大電流電源的必然選擇，考濾到產(chǎn)品的復雜程度及產(chǎn)品，同步整流般選擇自驅(qū)動同步整流，能與自驅(qū)動同步整流電路較好結(jié)合的拓撲大致有三種：有源箝位正激變換器；互補半橋變換器；兩結(jié)構(gòu)變換器。與兩結(jié)構(gòu)變換器相比，有源箝位變換器和互補半橋變換器所用器件少，具有吸引力。這兩種變換器拓撲實現(xiàn)軟開關(guān)，工作頻率可以；變壓器的磁芯可以雙向磁化，磁芯的利用率。針對次整流電源輸出的-48V（36～72V）電壓，輸入電壓在較大（36～72V）的范圍內(nèi)變化時，互補的半橋電路副邊所得到的驅(qū)動電壓變化范圍太大，已不能適用來驅(qū)動MOSFET管。因此，有源箝位自驅(qū)動同步整流正激變換器是低壓大電流開關(guān)電源必然選擇的電路拓撲。

2　有源箝位同步整流正激變換器的拓撲分析
　
　　有源箝位同步整流正激變換器的電路拓撲如圖1所示，DC-DC有源箝位ZVS-PWM正激變換器在穩(wěn)態(tài)運行時，個開關(guān)周期內(nèi)的主要參量波形如圖2。個開關(guān)周期內(nèi)大致可分為四個運行模式，即：1）to

圖1　有源箝位同步整流正激式電路圖

　　1 模式1 （t0

　　在主開關(guān)S1開通前，箝位電容上的電壓為Vc1=DVin/（1-D）（為下正上負）。這階段，箝位開關(guān)S2關(guān)斷，箝位電容電流 ic1=0。 S1導通后，S1開關(guān)管的漏電位VD=0，變壓器磁芯正向激磁，激磁電流im由第三象限的-Im向*象限+Im過渡，iL1=im+Io/N,N為變壓器原副邊繞組匝數(shù)比N1/N2。變壓器原邊繞組電壓VP=VS，能量由輸入電源Vin經(jīng)過變壓器傳送到負載。

　　2 模式2?。╰1

　　S1斷開，S2仍關(guān)斷。磁場能量對S1輸出電容Cs充電。ip由Io/N降到零，iL1=im+ip,im≈Im；ic1<0。VD由0上升到 Vin+Vc1， Cs電壓達到Vin+Vc1，S1上的電壓被箝位在這水平；變壓器原邊繞組電壓VP從Vin變化到Vin–VD=-Vc1。 Vc1=DVin/（1-D）保持不變。

　　3 模式3　 （t2

　　主開關(guān)S1關(guān)斷，S2開通前，由于VD為正，箝位開關(guān)S2隨之可以ZVS開通，箝位電路運行。箝位電容電壓Vc1=DVin/（1-D），由于變壓器磁場能量對箝位電容儲能的交換過程，使該電壓有變化，Vc1=Vc1+ΔV，ΔV表示充放電過程中箝位電容電壓紋波，主開關(guān)電壓箝定在Vc1+Vin水平。箝位電容電流-ic1=im=iL1;ip=0,im由*象限的+Im向第三象限-Im過渡，也即磁通復位過程。

　　4 模式4　（ t3

　　S1，S2關(guān)斷，磁場能量使S1結(jié)電容放電， VD由Vin+Vc1下降到零，創(chuàng)造了S1的ZVS條件。箝位電路斷開，ic1→0。iL1=im=-Im，ip=0。變壓器原邊繞組電壓Vp則從-Vc1變化到Vin。Vc1=DVin/（1-D）保持不變。

　　S1導通時間為DTs，變壓器原邊繞組承受電壓為Vin；S1關(guān)斷時間為（1-D）Ts，變壓器原邊繞組承受電壓為-Vc1。由伏秒平衡關(guān)系可得：DTsVin=（1-D）Vc1，即Vc1=DVin/（1-D）。
 

圖2　有源箝位同步整流正激變換器的主要參量波形

　　有源箝位正激變換器變壓器磁芯工作在雙向?qū)ΨQ磁化狀態(tài)，提了磁芯的利用率，箝位電容的穩(wěn)態(tài)電壓隨開關(guān)占空比而自動調(diào)節(jié)，因而占空比可大于 0.5；Vo時，主開關(guān)管?輔助開關(guān)應力隨Vin的變化不大；所以，在占空比和開關(guān)應力允許的范圍內(nèi)，能夠適應輸入電壓較大變化范圍的情況。不足之處是增加了個管子，使得電路變得復雜。

3 電路參數(shù)的設計與計算公式

　　主電路拓撲如圖1 所示，它的箝位電容電壓為：Vc1=DVin/（1-D），箝位電容的耐壓要大于此值，容量只要足夠大即可電路的正常工作，在制作中，選用的箝位電容容量為47μF。芯片選用UC3823N實現(xiàn)PWM，芯片開關(guān)電流加上斜波信號（由PWM輸出信號14腳生產(chǎn)）送至芯片的電流端（7腳）；電壓信號經(jīng)取樣電阻分壓和誤差放大器補償產(chǎn)生輸出信號（3腳），此信號與7腳信號比較后產(chǎn)生輸出占空比信號PWM,再由脈沖變壓器和原邊驅(qū)動器UC1707產(chǎn)生兩列互補驅(qū)動且死區(qū)可調(diào)的脈沖驅(qū)動變換器的主管S1和箝位管S2。合適的參數(shù)設計，尤其是電壓補償器及斜波補償?shù)倪x擇將使系統(tǒng)穩(wěn)定可靠地工作。

　　論分析及實踐，在設計有源箝位同步整流正激變換器時，需要計算參數(shù)，在實踐過程中，總結(jié)了套如何設計變換器的公式，以下給出這些公式，以便于參考。另外還要注意，用公式計算出來的值還要留出適當?shù)脑６龋噪娫吹摹?/p>

　?。?）變壓器的初匝數(shù)N1

　　　　　　　　　　　　　　　　　 N1=U·D·104/f·△Bm·Ac

　　其中　U為輸入電壓；D為占空比； f為開關(guān)頻率；△Bm為磁感應增量；Ac為磁芯的面積。

　?。?）變壓器的次匝數(shù)N2
　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　N2=N1·Vo/D
　　　　
　　其中　Vo為輸出電壓。
　　　
　?。?） 初電感量Lprim的確定
　　　　　　
　　　　　初電感量Lprim由下式?jīng)Q定
　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　 Lprim=uo·ua·N12·Ae/le
　　　　　　
　　式中，uo為真空磁導率；ua是振幅磁導率；N1是初繞組匝數(shù)；Ae是磁芯的截面積；le是磁路長度。

　　（4）　輸出電壓
　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　 Vo=D·Vin·N1/N2

　?。?） 輸出電感L和電容C的計算

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 L=2.5R/f

　　取IL（peak）=1.1Io

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　C=△IL/8f△Vo

　　　　　　　　　　　　　　　　　　ESR（max）=△Vo/△IL

　　其中 △IL=0.2Io

　　（6） 導線的參數(shù)

　　　　導線的截面積與線徑d
　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　Sm=Ii/J
　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　di=1.13Sm1/2

　　其中　Ii為各繞組電流值（A）；J為電流密度，它是根據(jù)銅損計算出來的，根據(jù)工程實踐經(jīng)驗，導線的電流密度在自然風冷時選擇2-4（A/mm2）,而在強制風冷時選擇3-5（A/mm2）,其值是適宜的。

　　計算所需導線直徑時，應考慮趨膚效應的影響。當導線直徑大于2倍趨膚深度時，應盡可能采用多股導線并繞。當用n股導線并繞時，每股導線的直經(jīng)din按下列公式計算：
　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 din=di/n1/2

　　銅線的趨膚深度△有以下經(jīng)驗公式：
　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 △=66.1/f1/2

　　用上述公式計算△后，與di相比較，在di大于2△時，應采用多股導線并繞，n的大小以din不大于2△為好。

4 同步整流存在的問題及解決方案
　　　
　　同步整流的基礎是應用MOSFET替代二管整流器，但MOSFET如用為開關(guān)具用雙向?qū)ǖ奶?。這特使得含有同步整流的變換器，在使用中產(chǎn)生了下述問題。
　　
4.1 應用同步整流的變換器并聯(lián)運行的問題
　　　　
　　同步整流般應用在低壓大電流情況下，因而往往將多個具有同步整流的變換器并聯(lián)使用，當并聯(lián)的兩個變換器輸出電壓不同，且差值達到值時，輸出電壓低的變換器的輸出電流將反向，輸出電壓的變換器就既給負載提供電流又為輸出電壓低的變換器提供電流，從而加大輸出電壓的變換器負荷，結(jié)果沒有達到并聯(lián)增大負載電流的目的。另外還有自振蕩問題，這將導致MOSFET的電壓應力增加，給變換器輸出帶來諧波干擾。對這個問題，我們給電源設計了電壓調(diào)整端，輸出電壓在范圍內(nèi)連續(xù)可調(diào)，如用戶需要并聯(lián)運行，只需將電壓地調(diào)整致即可。
　　
4.2 效率問題
　　　　
　　在輕載條件下，使用二管整流器的變換器會進入電流不連續(xù)工件模式（DCM），但對于使用了同步整流的變換器，由于MOSFET的雙向?qū)?，使得負載電流繼續(xù)反向流過輸出電感，并形成環(huán)路電流，造成了多余的損耗，了變換器在輕載條件下實現(xiàn)率。另外，當輸入電壓變化時，效率也會發(fā)生較大的變化。這些都是變換器工作在不同的模式，造成了能流回饋。這些問題在文獻 7中有詳細的論述及解決方案。

5 實驗結(jié)果
　　　　
　　應用以上分析的電路拓撲及電路參數(shù)設計了臺二次電源模塊，樣機的參數(shù)如下：輸入電壓48V（36-72V），輸出電壓/電流為2.1/40A，開關(guān)頻率為250KHz，變壓器磁芯選用EC28鐵氧體，主開關(guān)管S1及箝位管S2選用IRF640，同步整流管選用IRL3803S，其通態(tài)電阻Rds為 6mΩ。在輸入電壓為48V時，滿載效率為85％。經(jīng)小批量生產(chǎn)及電路參數(shù)的微調(diào)，產(chǎn)品的各方面能均達到要求，現(xiàn)已開始批量生產(chǎn)。

6 結(jié)論

　　本文介紹了有源箝位自驅(qū)動同步整流正激變換器的工作原理，各電路參數(shù)及計算公式，采用這種電路拓撲，能很好的實現(xiàn)低壓大電流開關(guān)變換器。這種方案實現(xiàn)了率?，又實現(xiàn)了低壓大電流的輸出，了IT行業(yè)發(fā)展的需要，所以這種方案具有大的市場應用價值。

參考文獻

（1）Ionel Dan Jitaru,George Cocina.High Efficiency DC-DC Converter,APEC’94

（2）Wojcieh A.Tabisz,Fred C.Lee and Dan Y.Chen,A MOSFET Resonant Synchronous Rectifier for High- frequency DC/DC Converter,PESC,1990.

（3）Liaan Y C, Orugant R,Oh T B. Design considerations of power MOSFET for high frequency synchronous rectification. IEEE Trans on Power Electronics,1995,10（3）.

（4）Teruhiko KOHAMA,Tamotsu　NINOMIYA,　 Masahito SHOYAMA. Abnormal Phenomena Caused by Synchronous Rectirers in Parallel- module DC-DC Converter System.IEEE APEC’1998 Record：1225-1229.

（5）H.tanaka,T.Ninomiya,YoOkabe,T.Zaitsu.Low Noise Characteristics of a ZVS- PWM Controlled Serie Resonant Converter with Active Clamp and Synchronous Rectification . IEEE APEC’99 Record, Vol.1:146-152,May 1999.

（6）張占松，蔡宣三，開關(guān)電源的原理與設計. 電子工業(yè)出版社，1999.

（7）瞿成明，王慧貞，有源箝位ZVS-PWM串聯(lián)諧振變換器中提同步整流效率的研究. 電源應用，2002，10：28-32.

（8）張興柱，衛(wèi)星用多輸出精密直流開關(guān)穩(wěn)壓電源系統(tǒng). 電源，2002，2：22-25.

（9）劉軍，嚴仰光等，采用同步整流的有源箝位正激變式DC/DC變換器的研究.第十四屆國電源年會論文集.北京，2001，9.

（10）王浩等，低電壓大電流同步整流的現(xiàn)狀及發(fā)展，電源應用，2002，9：56-59.

（11）趙良炳，現(xiàn)代電力電子基礎，清華大學出版社，1995.