減碳是近年來關(guān)注的議題，根據(jù)能源署(IEA)數(shù)據(jù)顯示，照明耗能占總能耗之19.5%。LED相較于其他照明燈源為省電、長壽命且具環(huán)保概念，使得LED市場于近年來擴(kuò)張迅速。LED搭配燈具設(shè)計(jì)，于居家、展會、工業(yè)照明、路燈、屏幕廣告牌等應(yīng)用場合可取代各式光源，其應(yīng)用面與省電之優(yōu)勢已成為國家推廣政策之方向。

非架構(gòu)于中小功率LED方案具有成本優(yōu)勢，如采用具功率因數(shù)校正之降壓(Buck)、升降壓(Buck-boost)轉(zhuǎn)換器。但為避免人員與電壓電源接觸之考慮，眾多LED應(yīng)用要求變壓器等之絕緣，如可攜式LED驅(qū)動電源、路燈等，甚至部份取代白熾燈或熒光燈之應(yīng)用場合仍求要絕緣?；诳臻g與成本之考慮，反激式轉(zhuǎn)換器(Flyback converter)為型中小功率應(yīng)用下zui為理想之架構(gòu)。雖然，LED負(fù)載特不如般電子負(fù)載復(fù)雜而使得設(shè)計(jì)上有許多發(fā)揮空間，但在市場競爭壓力下，針對系統(tǒng)客制化、共享、強(qiáng)健度等不同應(yīng)用需求，有不同之驅(qū)動器電路之優(yōu)化設(shè)計(jì)考慮。于此，本文主要探討單反激式轉(zhuǎn)換器應(yīng)用于LED驅(qū)動器之設(shè)計(jì)與除錯經(jīng)驗(yàn)。

單功率因數(shù)反激式轉(zhuǎn)換器之產(chǎn)品設(shè)計(jì)考慮

為提能源使用效益，各地能源部針對照明類有立規(guī)范，總諧波失真(THD) 較多規(guī)范小于2，部份地區(qū)(如俄羅斯)則須1，各次諧波失真則參照EN61000-3-2之Harmonic Class C單元。若為外置式電源，廠商須參照加州能源法(CEC)與歐盟指令(EuP)之平均效率與待機(jī)功耗做為設(shè)計(jì)依據(jù)。傳統(tǒng)升壓型功率因數(shù)修正電路搭配反激式轉(zhuǎn)換器之雙架構(gòu)可輕易THD規(guī)格需求，但考慮中小功率應(yīng)用之成本與體積，具功率因數(shù)修正之單反激式轉(zhuǎn)換器 (Single stage Flyback Converter with PFC) 不整機(jī)效率，能貼近電源設(shè)計(jì)廠之需求。原因在于驅(qū)動LED相較于其他型電子負(fù)載或充電器可容許較大的輸出漣波電流，且較少考慮到保持時(shí)間 (Hold-up time)，因此大幅降低儲能組件之體積。

單功率因數(shù)反激式轉(zhuǎn)換器在LED電源廠已被采用，單轉(zhuǎn)換器在架構(gòu)上分為次調(diào)節(jié)(Secondary Side Regulation, SSR)與初調(diào)節(jié)(Primary Side Regulation, PSR)，后者使電路設(shè)計(jì)加精簡。為節(jié)省變壓器體積并提升效率，中小功率常選擇操作在臨界導(dǎo)通(Critical Conduction Mode, CrM)或不連續(xù)導(dǎo)通模式(Discontinue Conduction Mode, DCM)。目前各家半導(dǎo)體廠提出之解決方案皆能達(dá)成小范圍之定電流誤差及完善的保護(hù)功能，工程師毋須額外費(fèi)心設(shè)計(jì)的電路。然而，電源設(shè)計(jì)時(shí)得盤考慮規(guī)格，除錯實(shí)務(wù)并未然涵蓋于IC應(yīng)用手冊，若能*時(shí)間掌握設(shè)計(jì)概要則可縮短產(chǎn)品開發(fā)周期。因此，以下針對轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)部份匯整常見之問題并做進(jìn)步的探討與分享：

(a) 定電流度問題

初調(diào)節(jié)多操作在BCM或DCM模式，藉由已知的繞組圈數(shù)，透過精密電阻偵測初峰值電流與輔助繞組偵測次泄磁時(shí)間以推算輸出電流。然而此模式下有幾項(xiàng)因素影響定電流度：

1. 導(dǎo)通延遲時(shí)間(Propagation delay)：來自于IC放大與功率半導(dǎo)體開關(guān)的延遲，低電壓輸入的影響能量傳遞。此誤差無法藉由人工調(diào)節(jié)縮小差異，zui簡易方式為透過輸入電壓偵測值進(jìn)行峰值電流補(bǔ)償以縮小低壓輸入之差異，可透過繞組或壓線方式來達(dá)成，如圖1所示。

2. 峰值電流偵測誤差 : 源自于峰值電流偵測電阻與經(jīng)過低通濾波器后訊號之差異，IC在取樣(Sample)至維持(hold)過程中存有愈長的時(shí)間將造成偵測之電流低于實(shí)際電流，此與IC取樣速度相關(guān)。由于此型誤差為定向關(guān)系，可藉由電阻微調(diào)改善。

3. 泄磁偵測延遲：IC藉由判斷輔助繞組諧振至低準(zhǔn)位作為次電流截止之依據(jù)，但在諧振期間已無存在次電流，故造成次泄磁時(shí)間之偵測誤差，如圖2所示。此誤差嚴(yán)重程度與取決于雜散電容與變壓器激磁電感之諧振周期相關(guān)，若減小并聯(lián)之雜散效應(yīng)將加劇電磁干擾之頻段部份。建議以外部補(bǔ)償方式克服。

圖1. Propagation delay在低壓輸入產(chǎn)生之誤差

圖2. ZCD偵測之時(shí)間延遲

(b) IC輔助電源設(shè)計(jì)

LED驅(qū)動器能支持寬廣輸出電壓是大賣點(diǎn)，可擴(kuò)大產(chǎn)品的應(yīng)用范圍。對于定電流電源，變壓器設(shè)計(jì)是以zui輸出電壓為考慮，而輔助供電得考慮輕載(zui低輸出電壓)時(shí)VCC電壓仍能維持在欠電壓鎖定(Under Voltage Lock Out, UVLO) 之上，并且遠(yuǎn)于主開關(guān)功率半導(dǎo)體之驅(qū)動電壓上限以減少導(dǎo)通損。若輸出電壓變動有2倍以上，輔助供電若過VCC耐壓上則仰賴雙晶體管 (Bipolar NPN) 組成之線穩(wěn)壓電路，在壓輸出時(shí)功率損耗多半集中于NPN晶體管。若改采用充電幫浦型式之供電可省去輔助繞組且減少線穩(wěn)壓供電之損耗，此法將增加功率晶體開關(guān)于主開關(guān)之源，然而，此方式若欲實(shí)現(xiàn)過壓保護(hù)得藉由次Zener二管偵測反饋回初側(cè)達(dá)成過壓保護(hù)，產(chǎn)品設(shè)計(jì)者得恒量額外增加之成本與其帶來之效益。

(c) 變壓器圈數(shù)比設(shè)計(jì)考慮

變壓器圈數(shù)比設(shè)計(jì)是功率因數(shù)反激式轉(zhuǎn)器zui為重要之環(huán)節(jié)，其不決定初與次功率晶體之選用，亦影響總諧波失真。理想上，反激式轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)在定頻且不連續(xù)導(dǎo)通模式情況下能達(dá)到接近1的功率因數(shù)值，原因?yàn)椋洪_關(guān)導(dǎo)通時(shí)變壓器初電流線正比于輸入電壓，而在開關(guān)周期結(jié)束前變壓器已釋能而不受輸出電壓之影響，使轉(zhuǎn)換器之輸入電流等比于輸入電壓。轉(zhuǎn)換器考慮較低的開關(guān)損耗可工作于臨界導(dǎo)通模式，然而，此模式在壓輸入占空比(Duty Cycle)伴隨接近AC峰值處遞減，使瞬時(shí)平均電流未能隨輸入電壓之比例提升，此情況與與低壓輸入時(shí)差異甚大。故壓輸入時(shí)易發(fā)覺輸入電流接近AC波峰處顯得平坦，如圖3所示。

圖3. 壓輸入之失真電流示意圖

針對此現(xiàn)象，分析圈數(shù)比之設(shè)計(jì)與總諧波失真之關(guān)系，根據(jù)理論近似推導(dǎo)而繪出如圖4，其中Kv為AC峰值電壓與次電壓透過圈數(shù)比映乘至初之電壓比例。

圖4. Kv與總諧波失真之對應(yīng)關(guān)系

如上結(jié)果得知，采用大圈數(shù)比之設(shè)計(jì)改善失真電流，其原理如同設(shè)想轉(zhuǎn)換器于低電壓輸入時(shí)之占空比狀態(tài)，輸入電流在AC峰值處將明顯提升，使之塑型接近于電壓弦波。針對變壓器圈數(shù)比之設(shè)計(jì)與組件耐壓關(guān)系，下圖為輸入277Vac初與次晶體承受之電壓應(yīng)力，圖中橫軸為Kv值，縱軸為電壓單位：

圖5. Kv 值與初次組件耐壓之關(guān)系

經(jīng)由以上分析，我們得知大圈數(shù)比之設(shè)計(jì)有益于提升功率因數(shù)值，且次可選用低順向?qū)▔航抵捇芤詼p少導(dǎo)通損，反之，初開關(guān)得承受較的電壓應(yīng)力。由于此架構(gòu)對于突波耐受(Surge Immunity) 多仰賴被動防護(hù)方案與組件之強(qiáng)健度，初組件之耐壓選用與實(shí)務(wù)電壓量測結(jié)果較為相關(guān)，多半無法取決于圈數(shù)比設(shè)計(jì)。根據(jù)實(shí)務(wù)經(jīng)驗(yàn)，此架構(gòu)要通過2kV之突波干擾測試除了外加突波吸收器(Varistor)之外，初功率半導(dǎo)體可選用800V之等以上避免過額定雪崩能量造成損毀，目前已有半導(dǎo)體商推出導(dǎo)通阻抗與雜散電容不遠(yuǎn)于650V等之900V功率半導(dǎo)體，使效率能維持不變。

(d) 輸出短路與開路之設(shè)計(jì)考慮

相較于定電壓模式，定電流模式所進(jìn)行的輸出短路較無危險(xiǎn)，其回授將試圖在輸出0V情況下維持定電流而縮減占空比，使輸入功率降低。而實(shí)務(wù)上由于變壓器次無法在短路情況下釋能，即便器有zui小開關(guān)導(dǎo)通時(shí)間仍會使變壓器儲能持續(xù)迭加，大多設(shè)計(jì)仍需仰賴保護(hù)制。設(shè)計(jì)PSR之短路保護(hù)可透過輔助繞組偵測低電壓準(zhǔn)位使器停止動作，在瞬時(shí)期間則透過初峰值限流可避免變壓器飽合。

開路保護(hù)應(yīng)用于燈具損壞造成阻抗或輸出空接時(shí)之保護(hù)，為避免定電流在此情況下過充輸出電容造成零件過壓損毀。若為可攜型外置式驅(qū)動電源因考慮便利而多半將空載時(shí)操作于定電壓模式，如此可使燈具同充電器般進(jìn)行熱插入。在此模式下將考慮輸出電壓與待機(jī)損耗。開路電壓與滿載輸出之電壓差關(guān)系到LED在進(jìn)行熱插時(shí)之涌浪電流 (Inrush Current)大小，此決定輸出限流機(jī)制之使用，例如：采用被動組件之限流電感與是否置入主動式限流電路，部份設(shè)計(jì)為降低涌浪電流而將空載電壓設(shè)計(jì)略于輸出電壓以省去限流電路。為未來2016年能源法規(guī)zui嚴(yán)格之待機(jī)損耗低于75mW，LED驅(qū)動器設(shè)計(jì)將是新的考驗(yàn)，以下概略分析轉(zhuǎn)換器空載各部損耗，以輸出45W/40Vmax之單功率因數(shù)LED驅(qū)動器為例，假設(shè)與待機(jī)功耗相關(guān)之重要參數(shù)條件如下：

●　輸出假負(fù)載(Dummy load)：200kΩ　

●　200nF X電容對應(yīng)之安規(guī)放電電阻：4 MΩ

●　與穩(wěn)壓電路于空載之總損耗：18mW(18V/1mA)

●　輕載(20~30mW)情況下反激式轉(zhuǎn)換器效率：5

綜合以上參數(shù)計(jì)算，待機(jī)輸入功率在275Vac輸入條件下約72mW，其中電阻與電路所占之固定損耗約46mW，變壓器與功率組件損耗所占之轉(zhuǎn)換損失約為26mW。以上損耗評估未含壓啟動電路與次反饋電路，尤其在壓輸出應(yīng)用情況下次反饋電路將有不少之靜態(tài)損耗。如此可見，反激式驅(qū)動器搭配壓啟動、X電容放電機(jī)制與低靜態(tài)電流功耗將是未來法規(guī)之利器。

結(jié)論

單功率因數(shù)反激轉(zhuǎn)換器于中小功率之LED應(yīng)用具率與成本的優(yōu)勢，因此，本文探討此轉(zhuǎn)換器在設(shè)計(jì)過程常遭遇到之問題，并分享現(xiàn)行可提升效能的設(shè)計(jì)方式，其涵蓋到不同之設(shè)計(jì)考慮諸如器之供電、輸出度、變壓器圈數(shù)比選定、總諧波失真等因素，以供設(shè)計(jì)研發(fā)者于開發(fā)過程時(shí)參考。